Реальный сигнал

Теория наблюдаемости содержит в себе аспект оптимальной наблюдаемости. Суть состоит в том, что обычно замеряют сигнал не у (х), который в дальнейшем будем называть идеальным, а реальный сигнал Z (х) — у (х) -f А (х). Поэтому погрешность А (х) должна быть отфильтрована. [c.49]

Упрощенная модель излучения (1.1.1) в наибольшей степени соответствует так называемому одномодовому режиму работы лазера, т. е. такому, при котором генерируется одно гармоническое колебание (одна мода). Подобный режим обеспечивается специальными техническими решениями, которые часто приводят к существенному понижению выходной мощности. Однако даже в этом случае модель (1.1.1) хотя и является хорошей, но все же отвечает определенной идеализации реального сигнала. В лазере всегда присутствуют естественные временные и пространственные флуктуации комплексной амплитуды Ва что, конечно, не учитывается моделью [c.10]

Если рассматривать электромагнитное излучение как поток отдельных квантов, то можно прийти к понятию идеального приемника, т. е. такого приемника, в котором каждый квант энергии производит измеримое действие. При потоках большой энергии дискретный поток квантов усредняется, так что получается непрерывный сигнал. Идеальный квантовый счетчик с квантовым выходом, равным 100%, дает измеримый выходной сигнал для каждого кванта и не дает никакого сигнала в отсутствие квантов. Практически к приемникам такого типа относятся в основном квантовые счетчики. Их характеристика отличается от идеальной в силу того, что квантовый выход приемника меньше 100% и зависит от длины волны. Даже при отсутствии квантов обнаруживаются ложные сигналы от различных источников шума. Шумовые импульсы редко можно отличить от реального сигнала даже тогда, когда учитываются статистические характеристики сигнала и шума. [c.109]

Рис. 2.3. Временная развертка реального сигнала (а) и его спектр (б)

Отклонение модели от реального сигнала приводит к снижению энергии функции I, а значит, к ухудшению условий обнаружения. Однако на практике иногда идут на это с целью упрощения реализации алгоритма обнаружения. Например, используют более простые описания сигнала (треугольником, параболой и т. п.). Крайним проявлением такого рода упрощений является использование модели прямоугольной формы. Тогда алгоритм (2.13) будет состоять в сравнении выборочных средних (или просто суммы выборочных, значений сигнала) с порогом [c.67]

Здесь мы рассматриваем реальный сигнал и будем отыскивать решения (10.112) в виде [c.303]

Как легко видеть, плотность вероятности для реального сигнала 2С [c.307]

Следует иметь в виду, что получение производных второго порядка от реального сигнала является технически трудно осуществимым. Поэтому следует ограничиться гибкими обратными связями первого порядка, получить которые можно с дифференцирующей ЛС-цепочки. С точки зрения физической реализации инвариантной системы можно пренебречь некоторыми связями, а именно гибкими обратными связями по скорости вращения. ходового винта Хз и по скорости перемещения суппорта Х4 вследствие достаточной [c.355]

X(t) и Y(t) вход и выход соответственно В реальных системах обратная связь, как правило, реагирует на выходной сигнал с некоторым запаздыванием [c.69]

В более реальном случае ограниченной мощности источника сигнала (внутреннее сопротивление источника больше нуля), усиление можно получить за счет увеличения сопротивления нагрузки R при соответствующей параметрической регенерации системы, когда [c.150]

Дело в том, что даже при однократном прохождении сигнала через реальную систему с задержкой последняя вносит из-за неизбежной дисперсии (т. е. зависимости времени запаздывания гармонических компонент сигнала от частоты) некие (пусть даже небольшие) искажения формы сигнала, которые вследствие многократного прохождения через усилитель и линию задержки приводят к установившемуся процессу, сильно отличающемуся по форме от исходного. Форма установившегося процесса будет при этом определяться конкретными свойствами реальных линий задержки и усилителей. [c.232]

Важной характеристикой усилителя являются пределы линейности его усиления, т. е. пределы изменения I, внутри которых выходной сигнал пропорционален входному. В проведенном нами рассмотрении выходной сигнал всегда был пропорционален входному (см. (7.1.12), (7.1.15), (7.1.17)). Это связано с видом характеристики нелинейного элемента (7.1.2). При больших амплитудах входного сигнала необходимо учитывать следующие члены разложения дс по ис, что и приводит к нелинейной зависимости выходного сигнала от входного. Кроме того, мы считали, что генератор накачки представляет собой источник с нулевым внутренним сопротивлением, т. е. генератор неограниченной мощности. Это позволяло перекачивать любую энергию в контуры с частотами 015 и ю . При использовании реального генератора накачки линейность усиления нарушается, когда мощности колебаний на частотах и со становятся сравнимыми с мощностью генератора накачки. [c.260]

Основной параметр дефектоскопа — порог чувствительности — определяется минимальными размерами дефекта заданной формы, при которых отношение сигнал/помеха составляет не менее двух. Порог чувствительности обычно устанавливают на калиброванных образцах с искусственными дефектами различной формы, например в виде отверстий разного диаметра и глубины в трубах и прутках, в виде продольных рисок на проволоке и т, д. Реальный порог чувствительности зависит от уровня помех, связанных с вариацией параметров объекта, например р-г, о, шероховатости поверхности и т. д. Порог чувствительности дефектоскопов с проходными ВТП обычно определяется глубиной узкого длинного продольного дефекта, выраженной в процентах от поперечного размера (диаметра) детали. [c.139]

Характерным примером такого контроля является применение ультразвукового контроля дисков компрессоров из титанового сплава ВТ-8 [117, 120]. В эксплуатацию был введен контроль диска по эталону с гладкой поверхностью. Однако один из дисков разрушился после введения контроля, и это потребовало решения вопроса о том, насколько эффективен контроль с точки зрения частоты его проведения и чувствительности используемого метода. Разрушение контролируемых дисков в эксплуатации происходит с формированием развитого в пространстве рельефа, что оказывает существенное влияние на рассеивание ультразвукового сигнала. Поэтому были выполнены испытания образцов с моделированием процессов роста трещины, подобных эксплуатационным с созданием развитой поверхности разрушения. Оказалось, что в зависимости от шероховатости поверхности разрушения ослабление сигнала может происходить в несколько раз [120]. Поэтому помимо исходной информации о чувствительности метода контроля по эталону с гладкой поверхностью необходимо иметь оценки чувствительности метода по реально формируемой поверхности разрушения, которая характерна именно для контролируемого процесса разрушения (коррозия, ползучесть и др.). [c.69]

В реальных структурах изломов сигнал с поверхности получается несинусоидальным и сопровождается наложением шумов аппаратуры. В этом случае появляются кратные гармоники. Форма получаемого сигнала связана с профилем поверхности сложной зависимостью с эмпирическими коэффициентами, зависящими от типа прибора и вида разрушенного материала. Поэтому присутствие кратных гармоник лучше определять экспериментально. [c.208]

Одномерное Ф-преобразование. Использование одномерного преобразования Фурье связано с получением информации при сканировании пучком электронов в направлении локального распространения трещины, совпадающем с измеряемой величиной шага усталостных бороздок. Получаемая информация представляет собой дискретный ряд точек, соответствующих различной интенсивности сигнала. Д.ля получения максимальной точности, ограниченной реальным временем обработки получаемой информации, вычисляют 512 Ф-гармоник (как было показано выше, для больших гармоник увеличивается точность определения размеров периода структуры). Достоверное нахождение до 512 периодов на исходной строке определяет необходимость ввода 1024 точек этой строки. Сигнал с исходной строки запоминается и затем производится его сглаживание и фильтрация импульсных помех. Только после очистки сигнала от помех осуществляется быстрое, дискретное преобразование Фурье с представлением окончательного результата в виде амплитуд гармоник и соответствующих им размеров периода рельефа исходной структуры, которыми применительно к усталостным бороздкам являются величины 5, — шаги продвижения усталостной трещины. [c.209]

Учитывая, что реальный сигнал аппроксимируется конечным числом отсчетов на отрезке [ О, Т ], определим <онечное преобразование Фурье в виде [c.79]

Реальный сигнал имеет ограничение р [А (т)] <6 0. Решающая операция ф дает ошибку ш = ф, [ z (х)/жг (t))] — xi (t), которая должна быть минимальной. Это и есть максимальный выигрыш. В качестве оптимально операции ф, гарантирующей наименьший проигрыш = 0, , будетх [P ] = minSup (Uij = a). [c.50]

Оказалось, что аналитический сигнал V более удобен для описания электромагнитного поля, чем реальный сигнал. Например, если реальный сигнал монохроматичен, то его можно записать в виде = os соЛ Следовательно, из выражений (7.2) и (7.3) имеем V = Еехр —Ш)/2. В этом случае аналитический сигнал описывается хорошо известным экспоненциальным представлением для синусоидальных функций, преимущества которого хорошо известны. Нередко в практических случаях спектр аналитического сигнала имеет существенное значение лишь в некотором интервале частот Асо, который очень мал по сравнению со средней частотой спектра <со> (квазимонохроматическая волна). Нетрудно показать, что при этом сигнал можно записать в виде [c.444]

В этих формулах У и У > выражены в виде модулгрованных сигналов несущей частоты V. Мы видим, что комплексный аналитический сигнал тесно связан с огибающей реального сигнала ). Огибающая А (г ) и соответствующий фазовый фактор Ф (Г) выражаются через аналитический сигнал V следующим образом [c.456]

Мгновенная интенсивность берется как У 1, х)У t, т). Она ше всегда прямо пропорциональна квадрату реального сигнала. (Тем ие менее, легко видеть, что для квазимонохроматического налучения мгновенная интенсивность равна удвоенному среднему от квадрата реальною сигиала по нескольким средним периодам. Это, разумеется, и наблюдается на оптических частотах с помощью любого квадратичного детектора. Будучи усреднена по временн, мгпо15енная иигеисиииость, как следует из (10.3Г>), эквивалентна среднему по времени ог квадрата реального сигнала.) Таким образом, мы находим [c.287]

По причинам, которые вскоре станут ясными, здесь удобно пользоваться аналитическим сигналом. Выражение (10.113), оин-сывающее поле излучения через реальный сигнал, таким образом, заменяется на [c.307]

Это — фазовая скорость волны, которая определяет скорость отдельного гребня, впадины или узла волны и х, t). Если ввести фазу (р = = ujt — кх, линейную по независимым переменным, то (р = onst для наблюдателя, движущегося со скоростью г>ф. Действительно, dip/dt = dip/dt + dx/dt) dip/dx = 0, когда dx/dt = г>ф, поскольку по определению dip/dt = to, a dip/dx = —k. Однако передать сигнал с помощью монохроматической волны, очевидно, нельзя из-за ее однородности в пространстве и во времени (она должна существовать во все времена t от —оо до - -оо и на всей оси х от —оо до - -оо). Таких волн в природе, конечно, нет у всякого волнового процесса есть начало и конец, т. е. реальный сигнал всегда имеет конечную ширину спектра частот и распространяется в общем случае со скоростью, не равной г>ф. Пусть теперь мы каким-то образом изменяем амплитуду или фазу волны, чтобы можно было передать информацию. Рассмотрим для определенности задачу с такими начальными условиями в начальный момент времени i = О волна задана пространственным распределением [c.177]

Функция, представленная на рис. 6.4, может быть разложена в ряд Фурье в интервале [/1, Щ, если допустить, что она повторяется с периодом, равным или ббльшим длины интервала [/,, г]. На рис. 6.5, а показан дискретный амплитудный спектр в предположении, что период Т совпадает с /2 — ь Расстояние между составляющими Фурье в этом случае равно 1/( 2 — Если период увеличивается, как показано на рис. 6.5, б, то огибающая спектра остается той же (за исключением масштабного множителя), а расстояние между линиями уменьшается. Реальный сигнал, ограниченный во времени, получается в пределе, когда период стремится к бесконечности. Как показано на рис. 6.5, это приводит к тому, что расстояние между спектральными линиями стремится к нулю, т. е. получается непрерывный спектр. С возрастанием периода уменьшается основная частота В разложении Фурье-сигнала мы можем заменить индекс суммирования п на /ь Таким образом, [c.140]

Каждой части напряжения (в одинаковые интервалы времени) будет соответствовать число в интервале от -2 до + 2. Результат кодирования (эта операция назьгоается квантованием) показан на рис. 1.4,6 получилась, образно выражаясь, блок-схема исходного напряжения если квантованное напряжение разумно сгладить , то получится нечто близкое к оригиналу. Произведено квантование по пяти уровням бесконечное множество уровней напряжения реального сигнала сведено к пяти. Это пример очень грубого квантования. В действительности следует использовать значительно большее число уровней квантования, например, как показано на рис. 1.5. Чем больше уровней квантования, тем ближе квантованное отображение сигнала к оригиналу. Для грубой оценки степени искажений сигнала рассмотрим случай передачи по радио с частотой несущей 500 кГц звукового сигнала с частотой 10 кГц. По времени одна длина звуковой волны займет 50 длин радиоволн, т. е. звуковой сигнал в модулированном высокочастотном сигнале представлен 50 раз иначе - звуковой сигнал подвергнут квантованию по 50 уровням. Можно представить себе качество квантования, реализуемое во многих системах с применением частоты несущей 110 кГц. Идею пере-г 11 [c.11]

Вполне естественно, что при обработке сигналов звукового вещания с помощью корректоров, авторегуляторов уровня, ревербераторов и других устройств параметры сигналов изменяются. Наибольшее влияние оказывает динамическая обработка, изменяющая относительную среднюю мои ность сигнйла Ро.ср, под которой понимается отношение средней мощности реального сигнала звукового вещания Рс к мощности синусоидального сигнала номинального уровня Рзш, полученное путем усреднения за определенный интервал времени (секунду, минуту, час, сутки и т. д.) Ро.ср=Рг./Рв1п, Полученный энергетический выигрыш часто выражают в децибелах ДЫ=10 lgPo p [c.200]

В СЧПУ с обратной связью, кроме ранее рассмотренных структурных элементов, имеются дополнительно блок обратной связи 5 с датчиком обратной связи 7 (ДОС) и устройство сравнения 3 (см. рис. 5,8). ДОС представляет собой обычный датчик, фотоэлектрический или магнитоэлектрический, преобразующий параметры движения РО или ИМ в электрический сигнал. Сигнал о фактическом параметре, например перемещении s РО, подается на блок 5 обратной связи, от которого после усиления и преобразования поступает на устройство сравнения 3. К нему сходятся два потока информации от программы — о заданном параметре. s и от блока обратной связи — о фактическом параметре s. В результате сравнения информации вырабатывается сигнал рассогласования 8, = s — s, по которому регулируемый двигатель 4 с ИМ и РО отрабатывает уточненный параметр движения с учетом реальных условий работы. [c.174]

Первое - автоматизированные средства диагностирования с анализом сигнала в реальном масштабе времени. Быстродействующие средства виброакустического диагностирования, дефектоскопии, толщинометрии, структуроскопии, акустической эмиссии, магнитных шумов Баркгаузена и многие другие сегодня создаются на основе применения аналоговых и цифровых методов обработки многомерного сигнала. Типичным примером здесь являются анализаторы сигналов с высоким разрешением, амплитуднофазочастотные дискриминаторы, спецпроцессоры быстрого преобразования рядов Фурье и другие аналогичные устройства. [c.224]

Линейное частотно-зависимое звенэ осуществляет преобразование электрического сигнала с выхода идеального ПЛЭ и имеет передаточную функцию Н-г, совпадающую с времен той передаточной функцией реального ПЛЭ. [c.65]

Возможности выявления дефектов при резонансных методах радиодефектоскопии в полупроводниках, ферритах и диэлектриках определяются потенциальной и реальной чувствительностью. Поскольку для выделения сигнала, несущего информацию о дефекте при резонансных методах радиодефектоскопии (РМРД), нет принципиальной необходимости в пространственной локализации излучения при обнаружении дефектов (если не ставится задача определения их координат и геометрии), то РМРД позволяют выявлять существенно меньшие дефекты, чем другие радиометоды. [c.237]

Рабочую АРД-диаграмму строят для конкретных параметров контроля материала изделия, частоты упругих колебаний, радиуса преобразователя, угла ввода луча. В качестве основного сигнала используют бесконечную плоскость или фокусирующую цилиндрическую поверхность. В ряде случаев в качестве основного сигнала целесообразно использовать эхо-сигнал от бокового цилиндрического отражателя. При этом допустимо большее отклонение рабочей частоты от номинального режима, чем при настройке по фокусирующей поверхности, а основной эхо-сигнал формируется за счет той центральной части ультразвукового пучка, которая формирует эхо-сигнал от абсолютного большинства реальных дефектов. При этом для определения эквивалентной площади дефектов целесообразно использовать обобщенную SKH-диаграмму, построенную для определенного контролируемого материала (рис. 48). Быраже- [c.233]

Наибольшая реальная и предельная чувствительности ограничиваются, так как отраженный от дефекта эхо-сигнал должен быть больше Pmin (определяемого максимальной акустической чувствительностью) и в 2 раза больше уровня шумов. Первым требованием ограничивается, в частности, возможность выявления дефектов, размеры которых меньше длины волны. При d < С X (см. табл. II) отражательная способность дефекта резко уменьшается. Чтобы повысить чувствительность и выполнить первое из указанных требований, необходимо увеличить двойной коэффициент преобразования преобразователя, коэффициент усиления дефектоскопа, амплитуду генератора, площадь пьезопреобразователя (если дефект находится в дальней зоне). Оптимальное значение частоты, соответствующее максимальной чувствительности, снижается по мере увеличения толщины изделия и затухания УЗК. При контроле изделий боль- [c.242]

При контроле эхо-методом вы-являемость дефектов в большой степени зависит от направления продольных и поперечных волн. При включении преобразователей по совмещенной схеме для достижения оптимальной чувствительности к реальным дефектам волны должны падать на плоскость дефекта перпендикулярно или отражаться от дефектов и поверхности, расположенной вблизи них. Ориентация дефектов значительно меньше влияет на выявляемость при контроле волнами в пластинах и стержнях, в которых одинаково хорошо выявляются поперечные и продольные дефекты. Исключение составляют случаи, когда дефект попадает в область, в которой напряжения равны нулю. В этом случае для получения достаточно большого сигнала от дефекта следует изменить моду волны или частоту, на которой ведется контроль. [c.254]

Энциклопедия по машиностроению XXL

Оборудование, материаловедение, механика и ...