ПОИСК Статьи Чертежи Таблицы Структура поля из "Волноводные диэлектрические фильтры " Информация о структуре электромагнитного поля в прямоугольном волноводе с плоским диэлектрическим слоем важна для более глубокого понимания происходящих в нем процессов. В поперечном сечении распределение электромагнитных полей совпадает с полем основной волны (в одноволновом приближении) как в областях запредельных волноводов, так и в области диэлектрического слоя. При распределении полей в продольном направлении необходимо учитывать существование отраженных волн как от границ диэлектрического слоя, так и от сечений запредельный — регулярный волноводы. [c.25] Пример. Рассмотрим рассчитанные с помощью (1.46) зависимости от продольной координаты при резонансном прохождении волны и вдали от резонанса. Во всех случаях подводящие волноводы имели поперечное сечение 5,5X23 мм а запредельный волновод — 5,5x11 мм . Разнос боковых частот 1 и f2 относительно резонансной частоты [о выбирался так, чтобы на боковых частотах затухание, вносимое ячейкой, составляло не менее 10 дБ. [c.25] На рис. 1.8 показаны зависимости распределения относительной напряженности электрического поля отн от г на резонансной частоте (о=9,4 ГГц и боковых частотах fl = 7,4 и fг=ll,4 ГГц, полная длина ячейки =15 мм, ширина диэлектрического слоя 1г= 5 мм, е=3,8. Видно, что на резонансной частоте имеет место одна вариация электрического поля на длине . Это позволяет идентифицировать данное колебание как квази-Ню1. Вдали от резонанса 52]1 резко уменьшается, что приводит к нарушению правильного распределения электрического поля. Результирующее электромагнитное поле иа резонансной частоте можно рассматривать как суперпозицию падающих и отраженных волн. При этом надо учитывать, что на участках запредельного волновода они имеют экспоненциальный характер, а в области диэлектрического слоя — периодический. [c.26] Увеличение длины отрезков запредельных волноводов приводит к более резкому изменению поля вдоль оси z и усилению его концентрации внутри диэлектрического слоя. Иллюстрацией этого является рис. 1.9, где =30 мм, 2=5 мм, остальные параметры принимают такие же значения, как и на рис. 1.8. [c.26] При достаточно большом е возникают резонансы, имеющие несколько вариаций поля по длине резонатора L. В качестве примера на рис. 1.10 показано распределение электрического поля при е = 14, / = 5 мм, =15 мм. На резонансной частоте узел электрического поля находится в центре диэлектрического слоя. Такое колебание можно идентифицировать как квази-Н102. [c.26] С целью экспериментальной проверки расчетных данных был изготовлен волноводно-диэлектрический резонатор с кварцевым слоем в медном прямоугольном волноводе сечением 11х5,5мм . Геометрические размеры резонатора соответствовали данным рис. 1.12а. Измеренное значение потерь в таком резонаторе при возбуждении его прямоугольным волноводом сечением 23Х Х5,5 мм составило 0,75 дБ, а расчетное — 0,7 дБ (см. табл. 1.1). Таким образом, можно отметить хорошее совпадение расчетных и экспеоиментальных данных. [c.34] Если уравнение (2.1) решено, то электрическое поле Е сразу вычисляется с помощью первого уравнения Максвелла. Следовательно, Е-волны будут, в принципе, возможны. [c.35] Так как по смыслу 5ц и 5г2 — коэффициенты отражения со стороны входа и выхода, то они удовлетворяют уравнению Риккати, приближенные решения которого рассмотрены в [59]. В уравнение Риккати входит в качестве параметра волновое сопротивление продольно-неоднородного волновода. Последнее в общем случае является неоднозначным, если волновод имеет неоднородное заполнение [65, 83], что наиболее часто встречается на практике. Данное обстоятельство делает целесообразным вычисление элементов 5-матрицы из решений граничной задачи в рамках полевых представлений. [c.38] Необходимо отметить, что переход к эквивалентным проницаемостям с одномерным распределением хотя и обладает простой физической наглядностью, однако не является вполне строгим. Несмотря на то, что граничные условия на проводящих поверхностях одинаковы для волновода сравнения и эквивалентного му однородного волновода, распределения полей в поперечном сечении волноводов различны. Поэтому тип волны в эквивалентном однородном волноводе следует выбирать так, чтобы структура поля его была наиболее близкой к структуре поля основной волны, распространяющейся в неоднородном волноводе. Последнему требованию обычно удается удовлетворить, когда волны высших типов в неоднородном волноводе являются нераспространяющимися. [c.41] Полученные в 2.3 расчетные формулы для коэффициентов матрицы рассеяния 5ц и 521 использовались при выполнении конкретных вычислений. Программа расчета была составлена на алгоритмическом языке Ф0РТРАН-1У ЭВМ Минск-32 и приведена в приложении 2. Функции /, ,2 и их производные в точке г=0 вычислялись путем численного интегрирования системы дифференциальных уравнений первого порядка методом Рунге — Кутта четвертого порядка. Контроль 5а процессом численного интегрирования осуществлялся с помощью вронскиана. Вычислительные возможности данной программы иллюстрируются табл. 2.1 при следующих параметрах е=13, 01а=1, А/а=1,77, к1а=1з1а=аЛ размеры прямоугольных волноводов на выходе и входе запредельного волновода предполагаются одинаковыми поляризация — вертикальная. [c.46] Введение дискретности изменения отдельных параметров позволяет ограничить количество расчетных точек 52i разумными пределами, сохраняя при этом возможность оценки наиболее существенных тенденций и закономернос- тей. При необходимости получения данных, относящихся к промежуточным значениям параметров, следует использовать интерполяцию. В тех случаях, ИЬгда желательно более детально исследовать отдельные участки частотной характеристики (например, вблизи резонанса), следует обращаться к программе (см. приложение 2). [c.47] При небольшом относительном диаметре цилиндра О/а резонансное прохождение волны не наблюдается. Можно выбрать такую комбинацию параметров Е, О/о и //О, при которой в полосе частот, соответствующей одноволновому режиму подводящих волноводов, имеет место только один резонанс. Такая ситуация благоприятна для проектирования волноводно-диэлектрических фильтров с запредельными связями, поскольку в этом случае побочные резонансы будут отстоять достаточно далеко от рабочей полосы частот. [c.49] До сих пор предполагалось, что диссипативные потери в стенках волновода и диэлектрическом цилиндре отсутствуют. В этом случае нагруженная добротность полностью определяется степенью связи резонатора с подводящей линией передачи, т. е. Qш—Qe, где — внешняя добротность. Для определения собственной добротности необходимо учесть потери в металле и диэлектрике. Затухание, обусловленное конечной проводимостью стенок волновода, можно найти аналогично тому, как это сделано в 1.4. Затухание, обусловленное диэлектрическими потерями, рассчитывается следующим образом. [c.53] Воспользуемся данным методом в двух случаях частота выше критической и частота ниже критической. [c.54] Проводились расчеты Q з и для случая горизонтальной поляризации. При одинаковых е, е и размерах резонатора L и близких значениях резонансных частот параметры Q o для вертикальной и горизонтальной поляризации оказались весьма близкими. Так, при в = = 6,6 и tg Ae=10 в случае горизонтальной поляризации р о = 2000, а в случае вертикальной поляризации QЯo=1700. [c.58] Таким образом, изложенная выше методика расчета добротности позволяет достаточно уверенно прогнозировать потери в ре- зонаторе с диэлектрической неоднородностью цилиндрической фор мы. [c.59] Применим к полосно-пропускающему фильтру на рис. 3.1а метод декомпозиции [49]. С этой целью разобьем его на элементарные блоки, каждый из которых представляет собой отрезок регулярной линии передачи. Такими блоками в нашем случае являются отрезки запредельных волноводов с проницаемостью среды 81 и отрезки регулярных волноводов с проницаемостью среды ег, обеспечивающей режим распространяющейся волны. [c.60] Вернуться к основной статье